有哪些IGBT 功率模塊封裝失效機理及監測方法？

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2022-09-13 13:14:05 23

1 引言

2060 年中國將實現“碳中和”的目標，高效利用綠色能源是實現這一目標的重要途徑。功率模塊是實現綠色能源轉換的重要部件，絕緣柵門極晶體管( Insulated Gate Bipolar Translator，IGBT) 作為使用頻率最高的電源轉換芯片，是出現故障頻率最高的器件，其失效機理及檢測方式被大量研究。可靠的封裝為芯片工作提供穩定的電氣連接、*的絕緣性能和充分的抗干擾能力，是 IGBT 功率模塊可靠性的重要組成部分。現在被主流使用的封裝形式有焊接型和壓接型封裝。兩種封裝結構在功率密度、串并聯能力、制造費用、封裝可靠性和散熱能力等方面有所不同，其性能對比如圖 1 所示。由于壓接型封裝具有雙面冷卻和失效自短路效應，其在散熱、可靠性及串聯能力上優于焊接型封裝，因此被廣泛用于高功率密度場合，如高壓電網和高功率機械設備，但封裝復雜笨重。焊接型封裝結構因其制造工藝簡單、成本低和并聯能力強被廣泛使用在中低功率密度場合，如消費電子、汽車電子。兩種封裝結構導致了不同的失效機理，但其本質多是IGBT 芯片工作產生的熱量未即時耗散，引起溫度梯度，最終導致的封裝材料疲勞致使失效。因此，本文首先對兩種 IGBT 功率模塊封裝結構及失效機理進行闡述，然后對 IGBT 功率模塊封裝失效監測方法進行了分析，最后提出 IGBT 功率模塊封裝可靠性及失效監測存在的問題和發展方向。

2 IGBT 功率模塊封裝結構及失效機理

2. 1 焊接型 IGBT 功率模塊封裝結構及失效機理

2. 1. 1 焊接型 IGBT 功率模塊封裝結構

自 1975 年，焊接型 IGBT 功率模塊封裝被提出，便被廣泛使用，其典型封裝結構如圖 2 所示。其中，直接覆銅陶瓷板( Direct Bonded Copper，DBC)由上銅層、陶瓷板和下銅層組成，其一方面實現對IGBT 芯片和續流二極管的固定和電氣連接，另一方面形成了模塊散熱的主要通道。欲加入IGBT交流群，加VX：tuoke08。DBC 與芯片和銅基板的連接依靠焊料完成，芯片之間及與外部端子之間的連接依靠超聲鍵合引線完成，此外為減少外部濕氣、灰塵和污染對模塊的影響，整個模塊被有機硅凝膠灌封。

IGBT 功率模塊工作過程中存在開關損耗和導通損耗，這些損耗以熱的形式耗散，使得在 IGBT 功率模塊封裝結構產生溫度梯度。并且結構層不同材料的熱膨脹系數( Coefficient of Thermal Expansion，CTE) 相差較大，因此產生循環往復的熱應力，使材料疲勞，最終導致 IGBT 功率模塊封裝失效。焊接型 IGBT 功率模塊主要的失效形式表現為鍵合線失效和焊層失效。在實際應用中，由于單芯片能夠承受的功率較小，通常將多個芯片集聯在一起形成功能模塊，或將驅動進行集成形成“智能功率模塊”。

2. 1. 2 焊接 IGBT 功率模塊封裝失效機理

( 1) 鍵合線失效

一般使用 Al 或 Cu 鍵合線將端子與芯片電極超聲鍵合實現與外部的電氣連接，兩種材料均與 Si 及Si 上絕緣材料，如 SiO2 的 CTE 差別較大。當模塊工作時，IGBT 芯片功耗以及鍵合線的焦耳熱會使鍵合線溫度升高，并在接觸點和鍵合線上產生溫度梯度，形成剪切應力。長時間處于開通與關斷循環的工作狀態，產生應力及疲勞形變累積，會導致接觸點產生裂紋，增大接觸熱阻，焦耳熱增多，溫度梯度加大最終導致鍵合線受損加劇，形成正向反饋循環，如圖 3 所示，最終導致鍵合線脫落或斷裂。研究表明，這些失效是由材料 CTE 不匹配導致的結果。欲加入IGBT交流群，加VX：tuoke08。鍵合線斷裂的位置出現在其根部，這種根部斷裂是鍵合線失效的主要表現，具體情況如圖 4 所示。一些研究指出，可以通過優化鍵合線的形狀來改善其可靠性。具體而言，鍵合線高度越高、鍵合線距離越遠，鍵合線所受應力水平越低，可靠性越高。

（2) 焊層失效

上述的溫度梯度也存在于焊層與相鄰的組件中，因此會導致剪切應力產生。焊層失效的主要表現形式是: 裂紋、空洞與分層。在開通與關斷循環往復中，作為彈塑性材料的焊層會出現非彈性應變，最終導致焊層產生裂紋，裂紋發展，使得焊料分層。空洞是由焊料的晶界空洞和回流焊工藝所造成的，是不可避免的現象，隨著功率循環，焊層受到熱應力，空洞也會增長。焊層出現失效情況后，會進一步使得熱阻增加，導致溫度梯度增大形成正向反饋，如圖 5 所示，最終導致焊層徹底失效。

(3) 電遷移、電化學腐蝕和金屬化重構

IGBT 功率模塊芯片頂部存在一層 Al 金屬薄膜用以與外部進行連接。在電流和溫度梯度的作用下，Al 金屬離子會沿著導體運動，如沿著鍵合線運動，產生凈質量輸運，導致薄膜上出現空洞、小丘或晶須。

隨著器件的老化，有機硅凝膠的氣密性下降，外部的物質會與 Al 金屬薄膜接觸，使其發生電化學腐蝕。常見的有 Al 的自鈍化反應、單一陽極腐蝕電池反應以及與沾污的離子發生反應。

金屬化重構是由于 Al 與芯片上 SiO2 的 CTE 值相差兩個數量級，導致界面處產生循環應力，使得Al 原子發生擴散，造成小丘、晶須和空洞，最后產生塑性形變，引發裂紋。

以上所述三種因素導致的 Al 薄膜失效方式會加劇鍵合點處的疲勞情況，最終導致鍵合線脫落或電場擊穿失效。

2. 2 壓接 IGBT 功率模塊封裝結構及失效機理

2. 2. 1 壓接 IGBT 功率模塊封裝結構

為解決高功率密度下 IGBT 功率模塊散熱問題，1993 年日本富士公司提出 u-stack 封裝，經過多年的發展，形成了彈簧式和直接接觸式兩種壓接封裝。直接壓接封裝如圖 6( a) 所示，通過兩個鉬片將芯片的發射極和集電極引出，柵極通過一個小探針引出。因此，直接壓接封裝具有雙面散熱通道，但由于各部件間均為剛性連接，結構和材料更易疲勞。彈簧壓接封裝如圖 6( b) 所示，其通過蝶形彈簧和柵極連接板將發射極和柵極引出。這種封裝減少了柵射極的熱通路截面積，因此散熱能力比直接壓接型封裝弱，而由于彈簧的存在，壓力均衡性更優，材料不易受損。兩種壓接封裝的對比如圖7 所示。

與焊接型封裝相比，壓接型封裝具有寄生電感低和失效短路的優點，但由于循環熱應力和多層結構 CTE 不匹配，會產生微動磨損失效、接觸面燒蝕失效、彈簧失效和柵極氧化層失效現象。對于多芯片集聯的 IGBT 功率模塊，各個 IGBT 功率模塊所處的熱、機械和電磁環境差異性會導致模塊內部熱和電流分布不均衡，從而使橫向結構中一些位置更容易失效。

2. 2. 2 壓接 IGBT 功率模塊封裝失效機理

( 1) 微動磨損失效

壓接封裝的電氣連接主要依靠連接層之間的壓力，因此在熱應力作用下，各層出現水平摩擦現象，導致接觸面粗糙度增大，引發電阻和熱阻增大，使得溫度梯度增大加重摩擦，形成正反饋循環，如圖 8 所示。長期處于這種情況下，會導致壓接封裝接觸脫離，造成器件失效。

2) 接觸面燒蝕失效

燒蝕是指由于芯片微小電弧所導致的材料表面出現消融損傷的現象。在壓接封裝中產生這種現象的原因是，界面間出現不良接觸，導致電場分布不均衡，最終引起局部放電。文獻［27］認為這種現象與各層之間材料表面粗糙度及 CTE 不匹配有直接關系，即在功率往復循環后，會使得各層之間接觸產生空隙，如圖 9 所示，產生不均勻的電場，發生局部放電現象，導致材料表面受損。文獻［28］提出填充不同的絕緣氣體以改善這種情況。

3) 彈簧失效

對于彈簧壓接封裝，彈簧會隨使用時長的增加產生疲勞、應力松弛和磨損的現象。常見的彈簧失效是柵極接觸彈簧發生應力松弛，從而使得柵極探針與芯片接觸失良，造成電阻和熱阻增大，最后發生失效。

( 4) 柵氧化層失效

無論何種封裝，IGBT 芯片柵極表面都存在氧化層。由于封裝過程中的壓力不均衡或是在功率循環往復過程中熱應力的作用，致使探針或鉬片擠壓柵氧化層而使之損傷。柵氧化層發生損傷后，柵射電阻下降，漏電流上升，導通壓降上升，芯片產熱進一步加劇，熱應力加大，形成正向循環，如圖 10 所示。

( 5) 多芯片封裝失效

當壓接封裝出現短路時，芯片表面的 Al 層會在高溫高壓下與 Si 形成鋁硅合金并開始與之前的材料互融。此時，IGBT 功率模塊導通不受柵極控制。因此，在冗余設計中，壓接封裝更適合串聯連接。為實現大功率場合下應用，多采用串聯集成封裝。此時需要嚴格控制每單個芯片的厚度工差，使其壓力分布均勻。文獻［34］表明，由于集膚效應和臨近效應，在邊緣和角落的 IGBT 功率模塊會承受更大的電流。且模塊部分角落的芯片溫度高于中心芯片的溫度，如圖 11 所示。這種情況的存在會使得封裝基板發生翹曲，增加熱阻，加劇失效。在串聯情況下，某一芯片的失效，需要其他未失效芯片承受更大的電壓和電流，使得整個模塊更易失效。

3 IGBT 功率模塊封裝監測方法

3. 1 焊接 IGBT 功率模塊封裝失效監測方法

針對第 2 節所述的鍵合線失效和焊層失效，研究人員提出了 IGBT 功率模塊健康敏感參數( Health-Sensitive Parameters，HSPs) 進行監測，HSPs分為熱學健康參數和電學健康參數。由于溫度提取位置精度的特點，熱學健康參數無法確定封裝失效的具體位置，而部分電學健康參數可以確定失效的位置和失效程度，因此本文著重對電學健康參數進行綜述。

3. 1. 1 熱學健康監測法

從上述焊接型 IGBT 功率模塊失效原理上看，鍵合線失效和焊層失效均會導致模塊熱阻增大。因此，通過提取模塊熱阻可以有效監測 IGBT 功率模塊失效情況。熱阻定義如式( 1) 所示，其中 Pon為IGBT 功率模塊損耗，Tj 為芯片結溫，Tc 為殼溫，其中較為難提取的是芯片結溫，現有的提取方法有物理接觸法、紅外非接觸法、熱阻抗建模法、熱敏感電參數法 ( Thermal Sensitive Electrical Parameters，TSEPs) 。物理接觸法是通過在芯片周圍設置熱電偶或熱敏電阻來探測溫度; 紅外非接觸法則是通過紅外熱成像相機來探測結溫。這兩種方法需要侵入模塊或開蓋，給溫度測量帶來不準確性，無法較為真實地反應 IGBT 功率模塊實際工作情況。本文重點介紹熱阻抗模型預測法和熱敏感電參數法。

1) 熱阻抗建模法

熱阻抗建模法是通過對熱阻抗模型中各個參數的提取，表征 IGBT 功率模塊健康情況的手段。現有研究的主要有 Foster 等效模型和 Cauer 等效模型，兩種模型分別如圖 12 所示，它們能夠相互轉換，其對比如圖 13 所示。由于不同 IGBT 功率模塊具有不同的模型參數，因此對模型參數的提取至關重要，目前的參數提取方法主要有結溫探測實驗法、有限元模擬法、瞬態雙界面測量法和數值計算法。其中結溫探測法包含上述的物理接觸法、紅外探測法和熱敏電參數法。欲加入IGBT交流群，加VX：tuoke08。有限元模擬法是通過對實際幾何進行建模，將材料物性輸入，通過網格劃分和有限元計算得到模塊的瞬態熱阻抗曲線，用以辨識熱阻抗網絡的方法。數值計算法是使用封裝材料的物性參數來計算模型中的參數。瞬態雙界面測量法指通過在帶有散熱器的器件封裝下，獲得具有和不具有導熱界面材料兩種工況的瞬態熱阻抗響應來得到模型參數。Foster 和 Cauer 模型均未考慮其他芯片的影響，因此對于多芯片 IGBT 功率模塊熱阻抗之間的耦合效應，需要通過添加耦合項的方式進行研究。

( 2) 熱敏感電參數法

由半導體物理知識可知，IGBT 功率模塊載流子濃度、遷移率和擴散系數均受到溫度的影響，在宏觀上，這些參數可以分為在導通或關斷狀態的靜態參數和導通或關斷瞬間的動態參數。具體分類如圖14 所示，具體原理和提取方式可以參見文獻。

熱阻阻抗建模法最終需要通過獲得 IGBT 芯片的功耗和 Tc 來計算 Tj，其測量簡單、硬件要求低，但IGBT 功率模塊的熱阻特性會隨器件老化或溫度變化而改變。為解決這個問題，提出了基于溫變和焊層老化的變參數熱阻模型。目前基于多參變量的熱阻特性變化規律仍需要研究。較熱阻抗法，熱敏參數法的時變特性和監測實時性更優。但其也受老化變量的影響，因此實現多變量監測是未來的研究方向。

3. 1. 2 電學健康參數監測法

IGBT 功率模塊經過一段時間的運行，部分材料會產生老化，導致模塊輸出端口的電學參量出現變化。這些參量有: 飽和通態集射電壓 Vceon、柵極峰值電流 Igpeak、短路電流 Isc、柵極電壓 Vge 和柵極跨導gm。

( 1) 飽和通態集射電壓 Vceon

文獻［52］推導出通態壓降 Vceon表示如式( 2) 所示，其中，Vceon0和Ｒon0分別為在參考結溫 Tj0下的導通電壓和導通電阻，a、b 和 Ic 分別為線性系數和集電極電流。

文獻［53，54］表明鍵合線失效時，Ｒon0會增大，在 Ic 不變的情況下 Vceon會增大。且式( 2) 說明 Vceon與結溫、集電極電流和導通電阻具有強耦合關系，因此通過 Vceon表征鍵合線失效狀態的關鍵是如何減小Tj 對 Vceon的影響。而在監測過程中 Tj 難以控制。因此文獻［55］提出使用式( 2) 中的線性關系，通過減去溫度帶來的 Vceon變化量的方式，提取鍵合線健康狀況。這種方式需要通過其他的手段來測量 Tj達到校準的目的，提高了對監測系統的要求。

通過觀察式( 2) 可以發現，當 Ic 較小時，前一項占主要作用，Vceon與溫度成正比，當 Ic 較大時，后一項占主要作用，Vceon與溫度成反比。其根本原因是，IGBT 功率模塊的半導體結構中包含一個等效的二極管和 MOSFET，兩者對于溫度的響應相反。因此，當 Ic 處于較小狀態時，二極管電壓與結溫 Tj 成負相關，占主要作用，反之 MOSFET 占主要作用，為正相關關系，這種關系如圖 15 所示。因此存在拐點，此拐點處的導通壓降不受溫度影響，此時 Ic 一般在100～200 mA 之間。文獻手動去除部分鍵合線并結合老化實驗結果證明，使用拐點處 Vceon可以表征導通電阻的情況。在 IGBT 功率模塊實際運行中，Ic 往往不處在拐點處，因此需要通過注入特定 Ic的方式進行監測，這使監測硬件較為復雜。

對于鍵合線失效過程標準，文獻［58］提出了如表 1 所示的判據。但在實際檢測過程中，由于采集系統噪聲，失效標準難以運用，文獻［59］提出一種預采樣的方式提取 Vceon的均方根，以減少采集的不確定度，在汽車 IGBT 功率模塊檢測上取得了很好的成果。

由于 IGBT 在閉合期間，Vceon約為 1 V 左右，而在 IGBT 斷開期間，Vceon為母線電壓，遠高于 1 V。因此，隔離測量是 Vceon測量過程中的重點。現有主流方案有繼電器隔離法和二極管隔離法，其電路圖分別如圖 16( a) 和圖 16( b) 所示。在高壓情況下，因二極管漏電流嚴重，宜使用繼電器隔離測量電路。但由于繼電器響應時間較長，一般為 ms 級，換能模塊的調制載波頻率通常為 kHz 級，因此該方式不適用于在線測量。文獻［61］中介紹了使用MOSFET 替代繼電器的電路，但 MOSFET 可承受電壓低且同樣存在老化問題，增加了系統的不穩定性。

二極管隔離測量電路的基本原理是假設二極管 VD1和 VD2 上壓降一致，使用 VD2 兩端電壓進行組合得到 Vceon。在工況下，VD1 和 VD2 因一致性和環境溫度等問題會產生一定的電壓偏差，導致測量誤差。因此可以使用整體封裝的二極管模塊或使兩二極管在空間上盡可能接近來減小誤差。文獻［62］通過對肖特基二極管特性進行測量，并設置電路中LM317 電流源的電流輸出值以減小溫度不一致帶來的影響。

( 2) 柵極峰值電流 Igpeak

Igpeak為在 IGBT 功率模塊導通延遲到導通期間由感性負載和續流二極管所造成的柵極驅動峰值電流，文獻［63］實測的情況如圖 17 所示。文獻［49］通過建立 IGBT 功率模塊不同狀態下的電壓微分方程，得到鍵合線老化與 Igpeak 之間的定量關系，如式( 3) 所示，其中 Vgeon和 Vgeoff分別為柵極驅動提供的開啟電壓和關斷電壓; Ｒg 為柵極等效電阻，其表達如式( 4) 所示，包含外部柵極電阻Ｒgin、內部柵極電阻Ｒgex和鍵合線電阻Ｒpara。隨著鍵合線和焊層的老化Ｒpara會增大，導致 Igpeak減小。

對于 Igpeak交流電流的測量，主要分為兩類。一類需要額外添加傳感器，如羅氏線圈、電流互感器和皮爾森線圈等; 另一類直接利用電阻對電流進行采樣提取。由于單個換流模塊中有多個芯片，模塊空間狹小，導致傳感器與驅動集成度低、易受電磁環境干擾和小電流精度低，沒有被廣泛應用于實際在線測量中。文獻［65］使用了如圖 18 所示的電路，利用Ｒgex對柵極電流采樣，并通過峰值檢測電路和電容使得峰值電流的采樣間隔可加大，但需在每次測量完成后使用控制開關將電容上的電荷釋放。但由于Ｒgin會隨芯片內部的溫度升高而增加，且鍵合線電阻為 mΩ 級，Ｒg 為歐姆級別，在鍵合線全部失效前，信號變化較微弱。如何消除溫度對探測的影響，成為 Igpeak的應用難點，目前還未有相關研究。

( 3) 短路電流 Isc

短路電流指集電極和發射極兩端直接連接到直流電源，并且柵極正向導通時，此時 IGBT 功率模塊發生短路情況下的電流。可以將其表達成式( 5) 所示，其中 A 為半導體形狀影響因子，如式( 6) 所示。μin為電子遷移率，LCH為導電溝道長度，Z 為溝道寬度，COX為氧化層電容，αPNP 為晶體管共基放大倍數，Vth為柵極閾值電壓，ＲW 為發射極鍵合線等效電阻。μin、αPNP和 Vth均受到溫度影響，因此短路電流 Isc對封裝的監測也需要考慮溫度的影響。文獻［67］表明結溫引起的短路電流變化率為0. 35 A/℃，遠小于鍵合線失效引起的變化。文獻［68］通過短路測試平臺，將部分鍵合線剪斷驗證了短路電流作為鍵合線失效的判定參數，發現 Vge 對Isc的影響會形成類似 Vceon和 Ic 之間的關系，如圖 19所示。即存在溫度影響的拐點，在此點對應的 IscT僅與ＲW 有關，因此 Isc可以作為較好的健康監測參數。但短路電流檢測方法會損害系統穩定性和損傷器件，因此需要合理規劃短路電流的安全范圍，這導致該方法尚未實際應用于在線監測系統中。

如上面對 Igpeak的電流測量相同，此處重點討論無傳感器的測量方式。文獻［69，70］均利用 IGBT輔助發射和發射極之間的電壓 VeE來提取短路電流，且認為在 IGBT 開通穩態后，柵極電流 Ig 遠小于發射級電流 Ie，因此可近似認為所測電流 Ie≈Ic。為實現對大電壓的隔離測量，文獻［69］利用齊納二極管來限制電壓，采用積分電路對 Ic 進行提取，電路如圖 20( a) 所示。由于齊納二極管無法在高頻情況下使用，文獻［70］改用運放對電壓進行隔離，減小測量電路對原電路阻抗的影響，并使用二級放大增加了測量帶寬和增益，電路如圖 20( b) 所示。這種采用發射極電阻來提取電流的方法受溫度和模塊老化影響，因此需對溫度和老化情況進行補償。

( 4) 柵極電壓 Vge

從圖 17 中可以觀察到 IGBT 功率模塊在開關的過程中存在一段 Vge不變的時間，將這段命名為米勒平臺。造成這種情況的原因是 IGBT 功率模塊半導體結構中存在米勒電容 Cgc，使得在這個階段驅動為米勒電容充電導致 Vge不變。米勒平臺電壓的表達如式( 7) 所示，其中 Vgate為柵極電容兩端電壓。可以看出，米勒平臺高度與柵極等效電阻和射極等效電阻均有關系。由于在 IGBT 開通期間 Vge存在振蕩現象，因此通常使用關斷期間產生的米勒電壓進行研究。文獻［71］通過一元線性擬合曲線的方法研究了鍵合線脫落對米勒電壓 Vgp的影響，得出的結果如圖 21 所示，鍵合線脫落引起 Vgp單調增加。并且發現溫度對 Vgp的影響為 0 ～ 0. 000 9%，鍵合線對 Vgp的影響為 1% ～ 20%，文獻［72］也通過實驗發現該參數基本不受溫度影響。但因為 Ic 和 Ig 均會受到溫度的影響，因此在使用這種方式進行監測時應使模塊處于熱穩態下，減小溫度對擬合直線帶來的影響。

對于米勒平臺電壓的監測，分為米勒平臺提取和電壓測量兩個階段。在 IGBT 關斷過程中，利用微分電路對米勒平臺前后的下降電壓轉化為脈沖電壓進行識別。文獻［73，74］利用比較器對脈沖電壓進行整形，使其可被數字電路采樣，電路如圖22 所示。由于比較器的比較電壓需根據實際電路調節，文獻［75］提出一種使用信號幅度檢測電路來自動設定比較電壓值，其電路如圖 23 所示。由于米勒平臺持續時間較短，文獻［76］使用電容和 MOS-FET 組成的采樣保持電路實現電壓的測量。其電路如圖 24 所示，這種保持采樣極大地降低了采樣頻率，改善了硬件實現難度。

對于柵極電壓，除對米勒平臺的研究外。文獻［77］還研究了 IGBT 功率模塊老化和柵極閾值電壓Vth之間的關系，發現鍵合線與 Vth之間的關系并不緊密。而 Vth同時為溫度敏感參數，其與結溫 Tj 的關系為線性關系，系數為－2 ～－6 mV/℃。而文獻［79］通過對功率模塊進行功率老化實驗發現，隨著老化，Vth呈增大的趨勢，如圖 25 所示，圖 25 中老化程度隨組數增大而增大，虛線與各組曲線交點即為Vth。文獻［80］均認為導致 Vth增大的原因是柵極氧化層失效。值得注意的是，以上的實驗結果均由焊接型 IGBT 功率模塊封裝得到。因此，Vth是否可以作為壓接型 IGBT 功率模塊柵極氧化層失效的標準，需要進一步實驗討論，同時如何減少檢測封裝時溫度對 Vth的影響也值得進一步研究。

對 Vth測量依靠集電極電流 Ic 指示來觸發測量，文獻［81］利用微分電路得到 Ic 與比較器組合來觸發 Vth的測量，電路如圖 26 所示。該電路在測量 Vth時對原電路進行了隔離，因此無法實現高頻開關下的在線測量。文獻［82］提出了利用采樣保持器的在線測量方式，電路如圖 27 所示，可實現在高頻開關下 Vth的采集。目前對 Ic 觸發的條件由人為自行設定，不具有客觀性且易受溫度和器件老化干擾。

( 5) 柵極跨導 gm

文獻［83］通過對不同老化程度和溫度的 IGBT模塊跨導進行了測量，跨導的定義如式( 8) 所示，實驗結果如圖 28 所示。

該結果表明，IGBT 功率模塊柵極跨導受模塊老化和溫度影響。

文獻［84］利用 IGBT 功率模塊等效電路模型，推導出式( 9) 所示的 gm 表達式。其中Ｒon 為鍵合線、焊層及 DBC 上銅層的總電阻。并且，文獻［84］通過小脈沖斜坡對 IGBT 功率模塊進行驅動和延長測量時間的方式，得到在熱穩態下測得 gm 的情況如圖 29 所示。

文獻［85］利用集電極電流變化率來對 IGBT 功率模塊鍵合線老化進行監測，其本質也是利用了跨導監測的原理。通過式( 10) 可以看出，集電極電流斜率與 gm 成正相關，其中 Cge為柵極等效電容。同時其通過熱老化實驗發現，Cge隨老化減小，gm 隨老化增大，如圖 30 所示。gm 出現與圖 28 和圖 29 相反的情況應與 IGBT 功率模塊半導體形狀因子 A 的變化及柵極氧化層老化有關。

由以上討論可知，對 gm 的測量即為對模塊的傳輸特性曲線進行測量，因此需要斜坡電壓進行驅動。文獻［86］利用電容放電，來生成變換的 Vge，利用采集卡來采集數據，電路如圖 31 所示。該電路的電壓變化時間不可調，具有一定的局限性，因此文獻［84］利用積分器和放大器實現可調的斜坡驅動輸出，如圖 32 所示。以上實驗中均利用電流探頭對 Ic進行測量，因此驅動集成度較低。

3. 2 壓接 IGBT 功率模塊封裝失效監測方法

因為結溫提取和熱阻網絡識別具有通用意義，因此在熱學參數表征封裝失效上壓接封裝與焊接封裝幾乎采用相同的方法。

對于電學失效參數，因為壓接和焊接 IGBT 功率模塊失效過程中均有熱應力導致電阻和熱阻增大的環節，如微動磨損和彈簧失效，因此壓接 IGBT 功率模塊也同樣可以使用 Vceon作為封裝失效標準。但由于壓接 IGBT 功率模塊的多串聯性，導致在失效前期能夠觀測到的 Vceon變化并不明顯。另一方面，多芯片級聯所導致的電流和熱分布不均勻，也可以用來作為檢測封裝失效的標準，目前采用這種方式的研究尚未見報道。文獻［89］通過在 PCB 板中集成羅氏線圈，檢測芯片導通和關斷時所感應的電壓變化，對模塊進行監測。

柵極氧化層失效也存在于焊接型封裝中，但由于焊接型柵極受力作用較小，因此并不明顯。而在壓接封裝中，柵極除熱應力外也受到壓力磨損，因此一些研究得出了與焊接 IGBT 功率模塊不同的失效結論。文獻［31］發現壓接型 IGBT 的 Vceon隨老化循環周期呈現階梯上升的趨勢，如圖 33 所示。米勒平臺會提前到來且持續時間會增大，這與 Cge的減小和 Cgc增大有關系。文獻［91］通過老化實驗驗證了 Cgc隨老化程度增大的觀點。對于接觸面燒蝕失效，目前主要的電量探測方式是利用電阻采樣局部放電的脈沖電流和紫外攝像機來觀察，目前對于在線監測該失效情況的研究尚未見報道。壓接和焊接封裝監測變量的適用度及相關文獻見附表 1，由于現有關于壓接型 IGBT 封裝監測文獻較少，特定封裝下的部分監測變量因無參考文獻無法確定其適用度。

4 IGBT 功率模塊新型封裝類型

現有的封裝結構和監測方式極大地提高了 Si基功率模塊工作的穩定性。但面對 SiC 功率模塊的高頻率和高電壓的工況，現有封裝結構在封裝寄生參數和散熱能力方面均無法滿足需求。為解決現有封裝結構直接用于 SiC 模塊封裝存在的問題，新的封裝結構被提出，如直接導線鍵合 ( Direct-Lead-Bonding，DLB) 、柔性封裝( Flexible Printed Circuit，FPC) 和疊層封裝。因新封裝類型應用不廣泛，還未有針對性的失效監測研究出現。

4. 1 DLB 封裝

為了減小引線的接觸電阻和電感，Narazaki 針對功率模塊提出 DLB 封裝結構，如圖 34 所示。與傳統焊接型相比，其將 MOSFET 源極使用銅板引出，而不再使用鍵合線引出。2015 年三菱電機推出的 J1 系列產品*將該封裝結構應用在車用 IGBT功率模塊上。其測試表明，使用 DLB 封裝不僅使得鍵合電阻和電感的減小量超一半以上，而且使得IGBT 功率模塊芯片溫度分布更加均勻［94］。文獻［95］對比了傳統鍵合和 DLB 封裝的 IGBT 功率模塊在短路故障下失效后殘余電阻的情況，得出 DLB封裝在短路故障下具有更好的失效模式。

4. 2 柔性封裝

FPC 具有*的絕緣性能和電磁性能。賽米控( SEMIKＲON) 基于 FPC 提出了 SKiN 技術，其結構如圖 35 所示，利用 FPC 代替引線鍵合。該封裝方式將雜散電感降低到 1. 4 nH，實現了對雜散參數的有效控制。同樣使用聚酰亞胺作為絕緣隔離的封裝工藝有通用電氣的功率疊層封裝Power OverLayer，POL) 技術和西門子的平面互聯技術( Siemens PLanar Interconnect Technology，SiPLIT) ，其封裝示意圖如圖 36 所示。這兩個封裝結構均是通過激光燒蝕打孔和濺射的方式形成金屬層，建立電極連接。文獻［99］將 POL 工藝應用在SiC 封裝上，將 15 個 MOSFET 和 16 個肖特基二極管級聯在一起，最終導通電阻降低到 7. 5 mΩ。文獻［101］通過 POL 技術實現上表面的平坦，并利用微流道設計了雙面散熱的 IGBT 功率模塊，并得出流體流速與模塊熱阻的關系。

4. 3 疊層封裝

參照壓接疊層的封裝方式，一些新的疊層封裝如雙面焊接、“模糊按鈕”和 3D 壓接封裝被提出。針對傳統封裝散熱性能差的問題，一些研究仿照單面焊接封裝的形式，在芯片頂部使用焊料和 DBC 進行電氣連接，提出了雙面焊接的封裝結構，如圖 37 所示。文獻［102］將這種結構用來封裝 SiC 芯片，其寄生電感和熱阻分別降為傳統封裝的 25%和 61%。文獻［104］對雙面散熱 IGBT 功率模塊并聯的半橋模塊進行了設計和測試，發現該封裝的開關損耗比鍵合線焊接封裝降低了 21%，熱阻降低了 18. 8%。

為解決壓接封裝中壓力接觸的問題，浙江大學團隊提出了使用“模糊按鈕”( fuzz button) 和低溫共燒陶瓷( Low Temperature Cofired Ceramic，LTCC) 的壓接 SiC 封裝，結構如圖 38 所示［105］。仿照壓接結構，文獻［106］提出了 3D 壓接封裝結構，如圖 39 所示，該結構的寄生電感為 0. 86 nH。以上封裝在寄生電參數和熱傳導方面進行了極大的改善，但都使用了多層材料堆疊的形式，因此仍然存在 CTE 不匹配帶來的電-熱-力疲勞問題。

5 IGBT 功率模塊新型監測方法

IGBT 功率模塊工作在多場耦合的環境中，封裝狀態參數受到多物理場控制。因此，對單個狀態參數進行監測難以反應封裝的真實情況。同時 SiC 器件高頻和高壓特點對監測采樣提出了更高的硬件要求。針對這些問題，一些新的監測方案被提出，如多參數診斷監測、主動監測、非接觸式監測和壓縮采樣時間監測等。

5. 1 多參數監測

為解決單參數檢測無法提供準確判定的問題，文獻［107］提出了多輸入單輸出的神經網絡監測方法，將功率模塊的輸入輸出電壓、電流、調制比、載波頻率作為神經網絡輸入參數，將芯片表面溫度作為輸出。其利用遺傳算法對反向誤差傳播 ( Back Propagation，BP) 神經網絡進行參數尋優，通過對比算法輸出和實測溫度來判定模塊是否故障。文獻［108］利用拖尾電流擬合系數、柵極漏電流擬合系數和 Vceon進行參數融合提取了 IGBT 功率模塊健康度，得到如圖 40 所示的健康度變化結果，其中健康度越高表示 IGBT 功率模塊退化程度越低，反之越高。最終實現對 IGBT 功率模塊壽命預測的誤差在5. 7%以內，該研究為 IGBT 功率模塊監測判定標準提供了新的思路。文獻［109］則利用標準化后的Vceon、米勒電壓 Vgp和米勒電壓持續時間來建立神經網絡對鍵合損傷程度進行評估，對比單一參數評估，該方法的平均誤差僅為 2. 47%。這種多參數監測方式的本質是黑箱模型，缺乏解釋性，無法分析是封裝或者芯片的哪個部分出現失效，為壽命的精確預測帶來了困難。

5. 2 主動監測

傳統的監測方式均是通過對封裝失效影響的參數進行被動監測，而主動監測是指向 IGBT 功率模塊中注入信號進行主動監測的方式。文獻［110，111］在芯片發射極和輸出端子之間并聯采樣電阻對鍵合線進行檢測，但由于 IGBT 功率模塊中的大量鍵合線，這種方式不僅增加了模塊的復雜度而且增加了不穩定性。另一種方法則是通過向被測線路注入掃頻信號，對反射信號進行提取分析的時域反射法( Time Domain Ｒeflectometry，TDＲ) 和擴展頻譜時域反射法( Spread Spectrum Time Domain Ｒeflecto-metry，SSTDＲ) ，它們被廣泛運用在電纜網絡故障的檢測中，SSTDＲ的硬件組成框圖如圖 41 所示。為防止正向信號和反射信號的疊加，隔離耦合器一般使用網絡變壓器來對兩個信號進行分離［112］。IGBT功率模塊鍵合線也屬于電纜網絡，因此文獻［113-115］將這種方式應用在鍵合線失效之中。文獻［113］在 IGBT 功率模塊離線的情況下，向集射電極注入掃頻信號，通過分析反射信號與輸入信號幅值增益的均方根，發現在鍵合線部分失效情況下，增益變化較小，當鍵合線完全失效時增益產生較大變化，并提出增益均方根達到 103 可以判定鍵合線完全失效的標準。文獻［115］認為隨著 IGBT 功率模塊老化程度的加深，導通電阻Ｒon的增大會導致 SSTDＲ反射系數的自相關振幅減小，并通過不同程度的老化模塊實驗驗證了該觀點，為 SSTDＲ在 IGBT 功率模塊封裝失效提供了一個新的思路。由于掃頻信號的注入和采集需要耗費大量的時間，且會引起電路的不穩定振蕩，因此該方法無法實現在線監測，僅能實現離線分析。

5. 3 非接觸監測及壓縮采樣監測

在現有的監測方式中，均需要對 IGBT 功率模塊電路或者熱路進行侵入，這會對模塊本身的參數監測產生影響。為減輕這種測量影響，一些非侵入式的監測方法被提出，如光學相干層析成像( OpticalCoherence Tomography，OCT) 、離子體抽取渡越時間( Plasma Extraction Transit Time，PETT) 和熱渦流加熱監測法。文獻［116］使用 OCT 系統對無有機硅凝膠的 IGBT 功率模塊內部鍵合線進行了監測，文獻［117］后續又對單個包含有機硅凝膠的鍵合線簡化模型進行了監測，并通過有限元仿真對實驗進行了驗證。PETT 現象由日本富士機電公司率先發表，其表現為在 IGBT 功率模塊關斷拖尾階段，Vge出現射頻振蕩現象，如圖 42 所示，其中，Vce 為 IGBT 集射極的電壓。文獻［119］指出PETT 的振蕩頻率取決于封裝的寄生電感和雜散電容，并給出了產生 PETT 振蕩的 Vceon和 Ic 應滿足的條件。文獻［120］指出 PETT 的參數與 IGBT 功率模塊所處溫度有關。PETT 的產生會對 IGBT 功率模塊的電磁兼容產生影響，且目前的主要測量方式是通過羅氏線圈機型測量，因此就需要更合理的電磁兼容設計才可將其用于在線監測。文獻［121］利用熱渦流加熱鍵合線，采用熱紅外成像對鍵合線損傷進行了檢測，發現在散熱階段，不同程度的鍵合損傷產生了溫度曲線，這種方式為模塊增加了新的熱負擔，不適合實際應用。

對于 IGBT 功率模塊瞬態封裝狀態參數的監測需要很高的采樣頻率，對硬件采集系統提出了很高的要求。文獻［122］基于 IGBT 功率模塊開關信號的稀疏性質，利用小波稀疏基和正交匹配追蹤重構算法，在 4 ns 的采樣間隔下，壓縮比可以達到 40，為IGBT 功率模塊在線監測提供了有力條件。

6 結論

本文針對 IGBT 功率模塊焊接型和壓接型封裝結構進行了簡介，對其模塊性能失效監測方法和實現電路進行了分析，同時對于一些較為新穎的封裝和監測方式進行了梳理。通過對現有的封裝和監測方式的綜述，認為未來 IGBT 功率模塊封裝和失效的研究重點如下:

( 1) 對壓接型封裝失效監測參數的研究。由附表 1 可知，對于焊接型封裝失效監測參數已經得到較為充分的研究，而由于多芯片串并聯和熱耦合影響，壓接封裝失效監測參數的實際實驗研究仍然缺乏。這對大功率換流模塊保持穩定運行具有重要意義。

( 2) 對新型封裝的失效機理進行研究。由于新型封裝結構不同，所產生的失效現象和機理與傳統封裝存在異同。對其進行研究，可以為新封裝的應用及可靠性改進提供思路。

( 3) 對已有監測參數多物理場耦合影響機理的研究。包含單芯片封裝中多物理場的影響機理和多芯片封裝中的芯片相互影響機理。從以上綜述可以看出，現有監測參數受多個物理量控制，因此難以提取失效的具體位置和原因，這對封裝失效分析、封裝改進和壽命預測帶來了困難，也是由黑箱模型轉變為白箱模型必經之路。

( 4) 對多參數在線監測硬件采集系統的研究。多參數接入在線監測系統的難點在于，對于系統的侵入會減小系統的穩定性。采樣平臺需要的實時性也對采樣速率提出了很高的要求。

( 5) 對新的監測參數機理的研究。對如 PETT和柵極氧化層相關參數的研究還不夠清晰，無法直接建立監測參數與 IGBT 芯片及封裝相關結構參數的數值模型，需要進一步研究。

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